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使用最新的SiC FET技术提升车载充电器性能

judy — Tue, 15 Mar 2022 02:46:56 +0000

摘要

碳化硅FET已经在车载充电器（OBC）电路领域确立了自身地位，尤其是在电池工作电压超过500V的情况下。这些器件的低功率损耗使得穿孔封装和表面安装式封装都可以用于此应用。我们调查了这些封装选项的相对热性能，并证实了TO247-4L和D2PAK-7L选项可用于6.6 kW和22 kW充电器。

简介
碳化硅FET已经广泛应用于纯电动车（EV）的车载充电器（OBC）和直流转换器。它们在牵引逆变器中的使用也快速增长。由于开关速度比IGBT快得多，它们成为了系统总线电压超过500 V（如800 V）时的首选器件。在系统总线电压较低的PFC电路需要硬开关时，它们也是出色的选择，因为它们的二极管恢复性能比硅超结FET好得多，因而可以实现较高频率的开关和较低的损耗。最后，这些充电器日益增长的支持双向能量流动以允许能量从车辆传入电网的趋势也得到了这些宽带隙器件的此类属性的支持。

车载充电器会转换单相或3相交流电，将其输入直流轨，然后使用直流转换器为车辆电池充电。在充电模式下，前端充当整流器，并使用图腾柱PFC，或者在较高功率下充当有源前端。可以操作这些电路，使其让电流反向传输，也就是充当逆变器。为实现充电所选的直流转直流拓扑可以是LLC或CLLC类型，后者适合双向能量传输。直流轨还可以支持另一个功率较低的LLC转换器，为电动车中的12 V电子器件供电。如果不需要双向能量流，PFC整流器通常选择使用Vienna整流器。

SiC器件技术和封装选项
图1显示的是商用单极功率半导体的先进性。过去十年中器件技术的持续进步造就了第四代SiC JFET和SiC FET（共源共栅结构），在图中以蓝色符号表示。给定额定值下的低RdsA可以在相同的封装中实现更低的电阻。它还允许以较小的晶粒体积和电容实现给定导通电阻，从而也实现更低的开关损耗。

图1：2021年先进的硅和宽带隙开关技术的RdsA与电压额定值对比

图2显示的是本文中讨论的封装选项。TO247-4L是使用范围很广的TO247封装的变体。D2PAK-7L是表面安装式封装，很适合与碳化硅器件一同使用。穿孔式TO247凭借外露的大铜片可以散发掉更多功率。鉴于需要维护大爬电距离，D2PAK-7L晶粒垫相对较小。表1显示的是相对参数的对比，包括典型的封装电感、热垫大小（与散热器相连的铜面积）、爬电和间隙。

图2：TO247-4L（左）和D2PAK-7L（右）是广受欢迎的封装，是可用于车载充电器的穿孔和表面安装式选项

使用SMT器件可简化和提升制造自动化。因此，在电动车液冷环境中，将在绝缘金属衬底（IMS）上使用D2PAK-7L的选项作为TO247-4L替代方案是非常值得分析研究的。

由于分析功率损耗和温度峰值上升需要器件导电损耗数据、开关损耗数据和热阻数据，我们要先检查它们。然后使用FET-Jet[3]在线计算器来求得最差的工作损耗和温度升高，以检查所选器件和封装组合的可行性。

根据数据表曲线（参见图3a和3b），开关数据已经作为电流函数输入到计算器中，并考虑了所有器件的与温度相关的导通电阻。计算器中还提供了典型的最差情况下的热阻（RthJC）。接下来，我们看看模拟，以此指导对RthCA的合理评估，从而完成此分析所需的数据表。

图3a（上）是TO247-4L 750V第四代SiC FET在400V总线下开关损耗与电流的对比。图3b（下）是这些器件在D2PAK-7L封装中的这些数据

图4：TO247-4L和D2Pak-7L中从结到冷却液的热路径图

表1：图2中显示的两个封装的对比。SMT器件的电感明显更低，但是散热面积也较小

典型热环境的模拟对比
图4显示的是使用TO247-4L和在IMS上使用D2PAK-7L时图腾柱PFC的典型使用视图，表明了冷却功率电子器件所用的器件从结到冷却液的热流路径。表2a和2b总结了在一系列热界面（TIM）隔离选项下，各个器件的结到壳与壳到冷却液热阻。

表2a：在安装到采用陶瓷绝缘体的冷却板上时，基于TO247的器件的热阻性能

表2b：建立在IMS上的D2PAK-7L器件的热阻性能，其中的底部3mm Al采用液冷

根据这些结果，我们可以将0.6 °C/W作为TO247壳到冷却液的热阻的中间值，将1.2 °C/W作为D2Pak-7L的中间值，并将它们添加到结壳热阻中。虽然SiC FET的芯片体积小，但是可以通过银烧结式连接在封装中实现低RthJC。

案例1：400V总线系统的6.6kW（交流/直流）图腾柱PFC
图5显示的是图腾柱PFC拓扑的基本电路。表3汇编了此应用使用一系列第四代器件时在全负载和6.6 kW下的功率损耗和温度上升。其他电路条件有230 Vrms输入、400 V直流轨、75 kHzCCM模式开关、20% 电感纹波、散热器/液温80 °C、在相同封装类型的慢支路使用固定的11 mΩ，750 V器件、图腾柱PFC的两个交错快支路的各种器件[4]。我们可以看到一系列快支路选项，从18 mΩ到60 mΩ，并有Rds(on)极低的器件提供非常高的性能。该表显示的是每个快速支路FET在最差情况下的功率损耗、预计结温和半导体效率，这是仅功率半导体的效率损耗指标。即使壳到冷却液的热阻较高，达到1.2 °C/W，下表所示的表面安装式选项也是非常合理的选择。最后一部分决策可以基于设计中的整体热、效率和成本约束条件。现在，许多器件选项都是由Qorvo提供的。

图5：本分析中使用的图腾柱PFC拓扑。我们假设两个交错的快速支路在每个位置有一个开关，在慢速支路中有一个低Rds器件

表3：各种第四代SiC FET选项的快速开关FET计算损耗、峰值结温和半导体损耗限制的效率。6.6 kWTPPFC在75 kHz下运行

案例2：400V总线系统的6.6 kWCLLC直流/直流
现在，我们可以考虑同一系列的器件在车载充电器的CLLC级中能提供什么。通常，由于器件不是硬开关，损耗会较低。我们假设此处使用全桥CLLC实施，如图6所示，并检查各个选项在6.6 kW、400 V总线、300 kHz开关频率和80 °C冷却液温下的功率损耗，我们还同样假设将0.6 °C/W作为TO247-4L的额外壳到冷却液热阻，将1.2 °C/W作为D2PAK-7LIMS的热阻。初级侧FET的计算损耗在表4中列出。

图6：表5中的估计所用的CLLC拓扑。考虑了初级侧FET。同样的器件通常也会用于次级侧

表4：各种第四代SiC FET选项的初级侧FET计算损耗、峰值结温和半导体损耗限制的效率。6.6 kW全桥CLLC在300 kHz下运行

在这种情况下，得益于LLC电路中的开关损耗接近零，虽然频率较高，但是开关损耗低得多。此外，有许多可行选项可供设计师们选择，包括适用于穿孔式和表面安装式的选项，让设计师们能灵活地优化性能、热管理、板空间和成本。SiC FET可以使用0至10 V驱动电压驱动且对性能没什么影响的特点也很有用，有助于限制驱动器损耗。

案例3：3: 22 kW Vienna整流器
最后一个有用示例是在22 kW Vienna整流器中使用750 V平台，如图7所示。对于这个3相电路，我们在假设使用750 VFET和50 A、1200 V UJ3D1250K2二极管的条件下执行计算。我们假设使用230 Vrms交流电输入、3相、800 V总线、40 kHz开关以及与之前示例中一样适用于穿孔式和SMT选项的壳到环境热条件。对于22 kW输入，RMS相电流约为31.9 A。

图7：全部使用SiC器件的Vienna整流器。二极管为1200 V SiC二极管，FET为第四代750 V SiC FET

表5：各种第四代SiC FET选项的FET计算损耗、峰值结温和半导体损耗限制的效率。22 kWVienna整流器、800 V总线、40 kHz

在本案例中，TO247-4L封装中更高的散热能力发挥了更重要的作用，在使用电阻更高的器件时也有良好的热裕度。另一方面，18 mΩ至33 mΩ器件中的损耗极低，以至于在此功率电平下也可以采用表面安装式选项。

结论
第四代SiC FET的性能提升以及各种Rds(on)类在穿孔式和表面安装式封装中的可用性让设计师能不断改善车载充电器设计的效率、体积和废热，同时维持低成本。此外，使用较为简单的0至10/12/15 V栅极驱动可有助于管理成本和控制复杂性。

文章来源： UnitedSiC

充分挖掘SiC FET的性能

judy — Tue, 08 Mar 2022 08:58:23 +0000

功率转换器的性能通常归结到效率和成本上。实际示例证明，在模拟工具的支持下，SiC FET技术能兼顾这两点。

性能是一个主观术语，它可以用许多你喜欢的方式衡量，但是在功率转换界，它归结为两个相互依赖的主要值，即效率和成本。现在，作为半导体开关材料，硅在导电和动态损耗性能方面已经到达了极限，这已经是一个常识了，因此越来越多的人考虑采用碳化硅和氮化镓宽带隙技术来实现更好的性能。这两种材料具有更好的介质击穿特性，从而可以打造更薄、掺杂更重、导通电阻更低的阻挡层，同时，更小的晶粒体积还可降低器件电容，从而降低动态损耗。与硅相比，宽带隙器件损耗更低，但是实际上，宽带隙器件也有某些方面较差，如SiC MOSFET和GaN HEMT晶体管通常需要严格控制栅极驱动条件才能实现最佳性能。这些器件与硅开关相比还有一系列不同之处，因而带来了困难，如SiC MOSFE栅极阈值的可变性和迟滞，以及GaN缺少雪崩额定值。

SiC FET接近理想开关

实际开关接近理想开关，却不一定有巨大的进步。如果简单的竖直沟槽SiC JFET与硅MOSFET结合，您可以获得更低的标准化整体损耗、一个简单的非临界栅极驱动和一个有高雪崩额定值和短路额定值的可靠部件。这个器件就是SiC FET共源共栅，如图1（右）所示，与左侧的SiC MOSFET形成对比。在SiC FET中，SiC MOSFET中的沟道电阻Rchannel被低压硅MOSFET的电阻所取代，后者的反转层电子迁移率要好得多，损耗也因此更低。SiC FET的晶粒面积相对较小，尤其是在与一同封装的堆叠在顶部的Si MOSFET配合使用时。

图1：SiC MOSFET（左）和SiC FET（右）结构对比

在现实中，对比性能的最好方法是对比“性能表征”（FoM），它们结合了给定晶粒体积下在不同应用中的导电损耗和开关损耗，晶粒体积对于每个晶圆的产量和随之变化的成本很重要。图2显示的是选择，它对比了可用的650V SiC MOSFET与UnitedSiC制造的750V第4代SiC FET。RDS(ON) xA，即单位面积的导通电阻是一个关键性能表征，值低表明晶粒面积较小，给定损耗性能下每个晶圆的产量较高。另一个性能表征RDS(ON)xEOSS，即导通电阻与输出开关能量的乘积，它是表示导电损耗和开关损耗之间的权衡的特性，在硬开关应用中很重要。性能表征RDS(ON)xCOSS (tr)将导通电阻与跟时间有关的输出电容关联起来，表明在高频软开关电路中的相对效率性能。还有一个重要比较是整体二极管的前向压降。在SiC FET中，VF是Si MOSFET体二极管压降与第三象限JFET电阻性压降之和，值约为1到1.5V。对于SiC MOSFET，该参数值可能超过4V，在电流通过整体二极管换向的应用中，这会导致开关死区时间内有显著导电损耗。

图中所示的导通电阻相关性能表征是25°C和125°C下的值，表明在真实条件下SiC FET的性能非常好。

图2：SiC FET和SiC MOSFET的性能表征比较

3.6kW SiC FET图腾柱PFC级演示工具实现99.3%的效率峰值

也许最能证明SiC FET性能的情况是在典型应用中，即在图腾柱PFC级中。长久以来，该电路都是交流线路整流与功率因数校正结合后的潜在高效解决方案，但是大功率和硅MOSFET技术下的硬开关才是不可接受的动态损耗的产生原因。SiC FET可解决这个问题，且UnitedSiC提供的3.6kW演示工具表明在230V交流电下会达到99.3%的效率峰值，这使得80+钛金系统效率额定值更容易实现（图3）。在电路的“快速”支路的两个18欧SiC FET的任何一个中，都只有8W损耗，而硅MOSFET用作“慢”支路中的同步交流线路整流器。它们可以被硅二极管取代，让解决方案的成本更低，同时仍实现99%以上的效率。该图还表明了使用并联的60欧SiC FET实现的结果，或每个快速支路开关使用一个18欧SiC FET实现的结果。

图3：使用SiC FET的3.6kW TPPFC级实现的效率

模拟工具让SiC FET选择变得简单

UnitedSiC的“FET-Jet”计算器让选择最佳SiC FET部件来实现最佳性能变得简单。它是免费使用的在线工具，允许用户从一系列整流器、逆变器和隔离和非隔离直流转直流拓扑中选择他们计划使用的设计。然后用户输入运行规格，从UnitedSiC的系列SiC FET和二极管中选择器件。该工具可以立即计算效率、组件损耗以及导电损耗占比和开关损耗占比、结温上升等。并联器件的效果会得到支持，还可以规定实际散热器性能。

模拟结果和实际示例表明，SiC FET可以显著提升功率转换器的性能。文章开始处就说过，成本也是一个因素，当考虑系统效果时，SiC FET也能胜出，它的较高效率和较快开关速度可以降低散热和磁性元件的体积与成本，从而降低系统平衡和拥有成本。

文章来源： UnitedSiC

使用双栅极配置的 SiC FET 进行电路保护

judy — Wed, 05 Jan 2022 03:05:28 +0000

近年来，人们对固态断路器和固态功率控制器的兴趣越来越浓厚。鉴于SiC JFET在高额定电压下具有低开态电阻而且它在需要时进行限流的能力毫不逊色，它们一直被视为此应用的理想器件。我们调查了常关型SiC FET在双栅极结构中的使用情况，以简化大电流直流断路器和交流断路器的开发。

有许多研究对固态断路器的优势进行了探索，它们可以大致分为混合断路器和没有机械部件的完全固态断路器。本文重点介绍固态断路器。表1展现了在与现有机电断路器和继电器比较时，固态断路器的优势和劣势概览。固态断路器的已知重要优势是能够在1纳秒/微秒内中断电流，而机电断路器需要的时间为毫秒级。在中断内阻抗非常低的电力来源时，例如电动车电池，这一优势会变得越来越宝贵。它还可以用于中断直流电路，而无需周全的电弧防止措施。没有移动部件和接触降级的特点使其能在进行现场更换前执行更多周期的故障防护。然而，固态断路器的电阻比机械接触高，从而使其成本与电流比要高得多。对于基本单极器件，由于半导体的额定电压变高，在相同面积的所用材料下，电阻会随着V2或V2.5一起增加。由于断路器电压级的升高，这会直接影响成本。

表1：固态断路器与机电断路器的特征比较

为什么用SiC进行电路保护

固态保护电路的主要功能是在开态下以尽可能小的电阻损耗传导电流，并能够在系统控制器建议中断电流时中断电流。在不到600 V的低压下，硅MOSFET的电阻低，是打造断路器、继电器和电子保险丝的成本经济的选择，而且已经应用于48V电池系统。一旦所需的电压超过600 V，即使超结（SJ）MOSFET等先进的硅技术的电阻也会过高。IGBT虽然能够提供非常低的微分阻抗，但是在其导电特征中有拐点，从而使导电过程中的功率损耗过高，这反过来导致需要去除更多热量。在电压超过3000 V时，则使用IGCT实施断路器。

图1显示的是硅SJ MOSFET、GaN FET、SiC MOSFET和基于SiC-JFET的SiC FET的具体导通电阻。应该很明显的一个事实是，在从600至2000 V的大电压范围内，SiC FET能在单位面积内实现极低的电阻。这允许人们开发出导电损耗极低、极为小巧和经济高效的固态断路器。在散热受限的应用中，它们会非常有用。所有SiC器件也都能够承受很高的瞬时升温（例如在短路事件中），这一特点在处理四倍于硅器件的单位面积能量时十分有用。这是因为宽带隙会导致需要高得多的温度才能通过热量生产足够的载波子，从而降低开关的电压闭锁能力。4H-SiC的导热系数比GaN或基于Si的器件高三倍，允许高效散热，从而允许在更高的电流密度下运行。

图1：比较多种半导体的具体导通电阻与电压

基于SiC的电路保护的主要应用

鉴于固态电路保护的成本普遍较高，它很可能用于速度、可控性、可靠性和重量轻这几个特征比成本溢价要重要的情况。这是典型的新技术，而且由于总是会随着技术（尤其是SiC）的成熟和扩展出现的成本降低，它的应用领域会更广。

鉴于直流电力来源（太阳能、电动车电池、能量存储等）和直流负载的迅速增长，直流断路器领域正在考察需要使用750 V – 1200 V FET的基于SiC的断路器。在电动车、船、飞机应用中，需要非常低的导电损耗，且电弧闪光带来了安全隐患，因此固态断路器是一个好解决方案。固态解决方案的能力是快速中断短路事件，不让电流上升到5 kA或10 kA以上，这一能力十分宝贵。在保护层级中，可以在主断路器和下游断路器之间实现更快的协调。

大功率交流断路器也能从固态解决方案的使用中获益，这主要是因为现在可以使用与机械接触相媲美的1200 V SiC FET来实现导通电阻，且整体解决方案可以大幅简化现场维护。固态开关直接带来的快速电流中断和浪涌电流限制能改进功能，从而带来更多价值。

家居空间中的交流断路器可以利用SiC器件无与伦比的低导电损耗，以便在除了传统负载外的使用太阳能电池板、能量存储和电动车的新兴环境中实现智能解决方案来管理能量。尽量降低生成的热量可实现具有成本效益的断路器面板，而不需要任何风扇来冷却。

除了固态断路器外，这些器件还用于构造固态功率控制器，它可在船和飞机上的多个发电来源与负载之间调节受管理的功率流。像故障电流一样，浪涌电流也能得到有效控控制。

固态断路器在铁路牵引中也能发挥作用，能促进更好地管理接触网与系统功率电子器件之间的更快的故障响应。这可以帮助降低下游功率电子器件的体积、重量和成本。系统可靠性和寿命也能受益。

在一系列新兴应用中，SiC JFET被用作双向限流开关、自供电断路器和超共源共栅高压断路器。

在功能安全方面，对于即使失去栅极功率，晶体管保持开态也有好处的应用，常开型SiC JFET是十分有用的器件。可考虑在高压侧使用常关型器件而在低压侧使用常开型JFET的全桥整流器。此桥仍然存在，作为到输入侧的常关器件，但是由于低压侧JFET可以在两个都打开时让输出短接，它们可以在失去控制力时作为分流器。此种方法可以改进电动机逆变器的设计，在该应用中简单地使用常开器件作为低压侧FET可以简化功能安全性的管理。

在上述所有领域，固态解决方案监视其运行状况的能力以及允许轻松按计划维护而不是在故障后再维修的能力都是显著优势，而事实表明双栅极SiC FET提供了这方面的最佳选项。

JFET、SiC FET和双栅极SiC FET结构

图2比较了SiC MOSFET和SiC JFET的基本结构。图1中表明了SiC JFET具有较低的单位面积导通电阻，这要归功于无低迁移沟道和无需保护栅氧化层免受强磁场影响，强磁场需要附加屏蔽，而这会增加导通电阻。然而，JFET是常开型器件，而为了打造常关型器件，可以将低压硅MOSFET与SiC JFET以共源共栅结构串联，如图2所示，这可使RDS(on)增加5 – 15%。这个串联连接的器件可以配置为基本共源共栅结构，也就是SiC FET，也可以配置为双栅极器件，让低压MOSFET和SiC JFET的栅极都可以从外部接触到。

图2：JFET中的低沟道电阻导致的SiC MOSFET和SiC FET的电阻差异

图3：基于SiC JFET的器件的结构

在图3中，左侧的图显示的是与传统MOSFET一样采用TO-247封装的SiC JFET。中间的图显示的是如何在高压SiC JFET晶粒的源极垫上堆叠低压MOSFET以形成SiC FET共源共栅结构。在封装内，SiC JFET的栅极连接到低压MOSFET的源极，构成了完整的共源共栅连接。该器件可以像常关型MOSFET一样使用。右侧的图显示的是如何在相同的TO-247-4L封装中让MOSFET栅极和JFET栅极外露，便于用户控制。这被称为双栅极FET（DG FET）。在图内示例中，1200 V JFET在VGS = 2 V时的电阻为7 mΩ，在VGS = 0 V时的电阻为8 mΩ。SiC FET中，在开态下，该JFET运行时的VGS接近0 V。器件电阻为9 mΩ，其中1 mΩ是由低压MOSFET带来的。在右侧的双栅极器件中，在开态下，MOSFET打开，而且由于JFET可以在栅极电压为2至2.5 V时运行，其电阻会降至7 mΩ，而复合器件的电阻降至8 mΩ。这一开态行为如图4所示。

图4：VGS = 2 V与VGS = 0 V相比电阻较低，可用于1200 V双栅极FET

图5以温度函数的形式显示了1 mA下JFET的VGS的行为，相当于感知了栅源SiC PN结的膝点电压。在器件打开时，栅极驱动电路可以感知该电压，进而直接决定TJ。这种感知的TJ方法远比感知VDS(on) = (ID ∙ RDS(on))要准确。各个器件的小电流膝点电压差异不大，因为它不受许多会导致RDS(on)变化的过程因素的影响。在将温度感知二极管集成到SiC芯片时，它的速度和准确性也都很出色。最后，在功率模块中使用NTC感知温度和/或感知控制集成电路的TJ无法与这种JFET VGS感知方法能实现的必要响应速度和准确性相比。

图5：使用SiCJFET的开态VGS监视其结温

在已知运行条件下的JFET TJ变化可以与检查正常运行条件下器件老化的基准进行对比。TJ过高可能标志着使用寿命即将终止，让您可以在发生严重故障前更换。因为TJ响应速度达到微秒级，十分准确，所以还可以在瞬时事件中监视芯片升温，从而在开关损坏前关闭，例如在断路器激活时。

在简单的4端子DG FET中，低压FET中的开态压降会影响外部测量的VGS，因此必须进行校正才能得到结温。在引脚数较大的封装中，可以直接使用JFET源极电势来提高提取的TJ的准确性。也可以将DG FET作为两个分立器件，并带一个RDS(on)超低的逻辑电平SMT分立FET，而这可让您直接接触JFET栅极和源极。

图6：固态断路器（功率元件）的电路结构

固态断路器

固态断路器常用的电路实施如图6所示。两个开关以共源极结构连接，提供双向电压闭锁和电流。跨单个FET或一对FET使用RC缓冲电路（Rs，Cs）。瞬时电压抑制器件（MOV，TVS）跨晶体管放置，用来吸收线路和负载电感在切断电流时产生的电感能量。这种电路结构可以用于许多应用。例如，在电动出行应用中，可使用此电路代替直流隔离开关。因为所有电池能量都经过固态开关，所以额定值为500 - 1500 A，1200 V的断路器需要不到1mΩ的电阻。这需要将许多器件并联，而使用RDS(on)超低的器件可简化这一任务。

图7显示的实验装置可用于证实并联双栅极SiC FET和中断大故障电流的能力。三个TO247-4L器件并联，每个都是9 mΩ，1200 V，整体开关电阻为3 mΩ。

图7：固态断路器测试电路示意图，其中的开关由三个双栅极SiCFET并联构成。SiC肖特基二极管D1-D4（UJ3D065200K3S）用作TVS（而不是MOV），以在关闭瞬间保护开关。

左-图8：1200 V双栅极器件中的RDS(on)与温度的关系

右-图9：1200 V双栅极器件中的Vth与温度的关系

图8表明器件导通电阻具有正温度系数，确保在器件打开时可以很好地分担电流。这些器件与标准MOSFET一同运行，如在本测试中的-5至15 V栅极驱动下，但是也可以使用0至12 V的单极栅极驱动。在每个MOSFET和JFET栅极处都设有一个5 Ω电阻以协助开关期间的并联运行。这个5 Ω JFET RG会让开关关闭放缓。由于该电阻比JFET的固有栅极电阻大很多，它可帮助设置共源共栅的关闭速度，让三个并联器件的开关行为匹配。跨每个器件放置一个RC缓冲电路，因为这种结构可以尽量减小缓冲电路和开关之间存在的杂散电感。JFET Vth随温度发生的轻微变化（图9）对确保在开关瞬间实现出色的电流分担也十分重要。

图10表明的是三个并联FET的测量得到的关闭行为。总线电压为400 V，TVS夹钳是使用200 A，650 V SiC肖特基二极管UJ3D065200K3S创建的，该二极管可以吸收用于刺激线路电感的大小为2 µH电感的雪崩能量。在1000 A下，该能量为1 J，因此可以将三个此类二极管并联以提供足够的裕度。栅极脉冲VGS用于让电流在10 µs内渐变至1150 A，然后关闭。由于2 µH电感器中持续存在电流，器件电压上升的速度取决于开关速度（在此情况下，由JFET的RG决定），并且要使用缓冲电路。一旦器件达到由TVS二极管击穿决定的钳位电压，电流就会传输至TVS二极管。如果采用这种布置，三个TO-247器件可以平稳关闭1150 A电流，如图10所示。请注意，SiC FET中的电流会在不到500 ns的时间内中断，然后传输至雪崩的TVS阵列。电流返回至零的5 µs持续时间是由峰值电流决定的，而下降的斜率则由BV(TVS)/L1决定。VDS波形中的短暂电压峰值是开关关闭时相对较快的di/dt以及器件和TVS二极管之间的杂散电感导致的。这可以通过降低关闭速度和/或调整RC缓冲电路来进一步缓和。

图10：在图7所示的测试电路中，三个并联1200 V双栅极器件在1150 A下测量得到的关闭瞬态波形。TVS钳位电压约为900 V。

图11将双栅极器件适宜性研究扩展到了SOT-227封装中的2 mΩ，1200 V模块内，该模块内共有6个此类器件并联。可以使用一个22 Ω电阻降低共源共栅结构的开关速度，且器件配有一个11 Ω，20 nF的缓冲电路。为了方便进行电流较大的测试，线路电感器降低至0.4 µH，并使用五个并联的200 A，650 V二极管作为TVS。图12显示的是测试得到的波形，此时，模块用于中断1950 A的峰值电流。VDS波形中的电压峰值可以通过使用22 Ω电阻调整JFET关闭和使用较大的RC缓冲电路来消除。

图11：固态断路器测试电路示意图，其中的开关是由SOT-227封装中的双栅极模块与六个并联的9 mΩ，1200 V器件构成的。它与封装寄生元件一起形成了2.2 mΩ，1200 V且额定值大于300 A的器件。

商业应用

当然，完整的固态断路器实施会使用两个此类开关并让它们以共源极结构相连。为了应对较大的电流，人们正在开发使用更多并联器件的模块。虽然在这些示例中，在共源共栅形式下使用双栅极器件是由标准硅MOSFET/IGBT栅极驱动器来驱动的，但是更为复杂的实施可以使用低压MOSFET作为启动开关直接驱动SiC JFET的栅极。这可以支持SIC JFET实现极低的导电损耗，还可以支持结温感知能力。堆叠在JFET上的电流感知低压MOSFET可以消除对昂贵的外部电流感知方式的需求。

SiC晶体管可以处理大量雪崩能量，最高可达给定面积的硅的4倍。然而，随着线路电感和电流增加，吸收SiC器件中的所有雪崩应力变得无法实现，从而导致需要使用并联MOV器件。因此，固态断路器解决方案的成本将取决于SiC开关和所用MOV的成本。MOV的钳制特性使其电阻要高得多，因此峰值电压会比在这些演示中使用SiC TVS二极管时要高得多。MOV的大小经过调整可让峰值电压低于SiC器件的额定击穿电压，如果SiC组件的额定电压降低，则此MOV必须更大。在本文的示例中，总线电压位于400 – 600 V范围内，MOV让峰值电压保持在1200 V 以下以应对最糟糕的关闭电流，从而允许使用1200 V的SiC器件。理论上，可以将峰值电压控制在1500 – 1700 V的成本较低的MOV可能要求使用1700 V器件，而这会让SiC解决方案的成本提高接近一倍。换言之，SiC的成本和MOV的成本与体积之间存在此消彼长的情况，这种逐渐变化伴随着断路器必须承受的最糟糕的能量。在某些应用中，最终的体积和重量方面的考虑会限制断路器的大小，导致需要额定电压高且更昂贵的SiC断路器。

图12：在图11所示的测试电路中，1200 V双栅极模块在1950 A下测得的关闭瞬态波形。TVS夹钳电压约为900 V。

随着SiC器件采用量的提高，它的成本在迅速降低，市场预测SiC器件的情况时大部分目光都集中在电动车细分市场的可能增长上。预计未来几年内，产量驱动的效率会将SiC晶圆的成本降低一半。预测中的SiC JFET技术的提升将会稳步降低RDSA，还将与产量带来的效率一起将成本降到新低。图13中显示了这些因素以及预测的SiC收入增长（来源：IHS Markit）。当前的大部分预测没有计入大规模采用固态断路器会带来的影响，这大概是由于固态断路器与机电断路器的成本差异造成的。如果确实所有电池电量都要经过固态断路器，则仅电动车中采用的固态断路器就会让预测的市场规模翻倍。如果将这种逻辑推广到第三节中讨论的其他应用领域，则即使生产和使用的直流电中只有一小部分经过固态断路器和控制器，市场潜力也会是图13预想中的几倍。

图13：预测的SiC收入增长，SiC晶圆成本的演变和技术进步（RDSA降低）。固态断路器可能会在二十一世纪二十年代的后五年内让SiC市场翻倍。

结论

使用600 – 1200 V级半导体的固态断路器可能正在接近其采用量的引爆点。鉴于SiC器件可以提供的低RDSA，它们格外适合这个电压级，且事实表明，基于SiC JFET的解决方案在这方面表现出色。电动车和其他应用领域的SiC整体市场的增长正在形成一个良性循环，促使成本降低。技术进步正在迅速降低SiC FET的RDSA，而且这种趋势还会在未来几年内继续发展，使得RDSA再降低二分之一到三分之二。这些不断自我强化的趋势将推动固态断路器的成本效益的提高以及后续采用。对断路器的所有系统级优势的了解和探索固态、这些器件提供的有助于监视降级情况的度量方法的能力，以及工业4.0现在显现出来的趋势都表明，固态电路保护领域即将发生重大变革。

本文转载自： UnitedSiC