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适用于电表的防干扰隔离反激式电源

judy — Wed, 13 Apr 2022 06:53:20 +0000

作者：Silvestro Fimiani，PI资深产品推广经理

想要干扰电表非常简单，只需在电源变压器附近放置一块强磁铁。外加磁场会破坏功率变换器并阻碍电表准确监测用电量的能力。磁铁很容易使电表失效，因为通常实施的防干扰方案无法检测到它。目前还没有准确的数字来估计究竟有多少电量被以这种方式窃取，但行业专家认为这个问题不容小觑，值得防范。

本文简要回顾了反激式电源中磁干扰背后的物理学原理，并介绍了一种抗磁干扰的双路输出隔离反激式电源设计。最后讨论了抗磁干扰电源与传统设计的电源之间的测试和性能比较。

亚磁铁与磁铁

变压器铁氧体磁芯的亚铁磁性（铁氧体具有晶体随机排列的磁极对，可以自发重新排列）是潜在干扰的来源，通常需要重新设计变压器。铁氧体磁芯材料用于开关模式变压器。当暴露在强磁场中时，亚铁磁材料的晶极排列会发生变化。在电源变压器中，这可能会对变压器（及电源）性能产生连锁影响：

1. 外部磁场的存在导致铁氧体磁芯的内部场强减弱

2. 通量密度β降低

3. 总磁通量降低，从而降低初级电感

4. 如果外部磁场足够强，电感量将充分减小，那么在有用的能量传输发生之前，随着开关电流上升到其限流点，电源将进入自动重启动状态。在没有设置初级限流点的电路中，发生开关故障的可能性是非常高的。

Power Integrations开发了一种防磁干扰、双路输出隔离反激式电源，可在85至350VAC的输入电压范围内提供16.5VDC@300mA和16.5VDC@100mA的输出电流（图1）。其设计要点包括优化变压器以补偿外部磁场的影响，以及元件的选择和布局。

图1：使用设计得当的变压器，这款反激式电源可以在存在外部磁场的情况下继续正常工作

该设计采用LinkSwitch-XT2 900V产品系列的LNK3696P设计而成。LNK3696P IC内部集成了900V功率MOSFET、振荡器、简单的ON/OFF控制方式、高压开关电流源、频率调制、逐周期限流以及热关断，可实现元件数非常少的电源方案。

由于ON/OFF控制方式，在每个开关周期之前都会检查输出。如果输出已降至阈值限值以下，则启动开关周期。如果输出在限值范围内，则跳过开关周期。在每个开关周期中，开关电流在升高过程中受到监测，当电流超过预设限值时终止开关脉冲。因此，每个开关周期的长度均相同，向负载传输的总能量也是固定的（图2）。

图2：每当输出电压降至设定限值以下时，就会提供输出功率，并由反馈引脚(VEN)进行测量。在短路情况下，电压将保持低电平，并且每个时钟周期都需要能量。如果连续的开关请求过多，则会触发保护性重启动，从而降低输出能量。

由于仅在需要时进行开关，因此其轻载效率高于传统PWM驱动器。ON/OFF控制方式也不需要环路补偿，因为该设计是一个非线性系统。

启动及工作时的功率直接来自于漏极引脚，无需使用偏置绕组及相关电路。在100%负载下，当向传统设计的变压器施加有害磁场时，LinkSwitch-XT2通过以下过程强制进入自动重启动状态：

1. 外加磁场导致初级电感的下降幅度高达其额定值的50% (1338μH)

2. 随着电感的降低，磁芯在每个开关周期中存储的能量越来越少

3. 为了继续支持100%功率，控制器增加了额外的开关周期以更频繁地提供较少的能量

4. 全频的一长串连续循环被视为输出短路，然后启动保护性自动重启动。电源无法正常开关- 反复尝试重启动。

为防止在有外部磁场的情况下自动重启动，初始初级电感需要从1338μH翻倍至2676μH。由于上述亚铁磁效应的存在，施加外部磁场可以将电感降低多达50%，降至1338μH。凭借1338μH的电感，电源可以启动并支持100%负载，而不会进入自动重启动状态。

元件的选择和布局

元件的选择和放置也有助于提高抗磁干扰的能力。为了防止任何磁铁过于靠近变压器，高大的元件（例如大电容、Y电容和输出电容）位于变压器周围以形成屏障（图3）。使用扁平骨架也能增强“元件屏障”的效果。

图3：所示为DER-711的电路板实例 - 在变压器周围放置“高大”元件，可最大程度防止任何外部磁铁接近变压器

测试方法

测试时使用的磁铁可以从侧面或顶部移向变压器。在此处描述的测试中，将一块强度为3451高斯的6.35mm方形N35级钕铁硼(NdFeB)磁铁放置在变压器铁芯旁边，以制造初级电感至少减少50%的“最差情况”（图4）。在此测试条件下，电源能够在100%负载和75VAC输入电压下启动（也是最差情况）。

图4. 使用3451高斯磁铁对DER-711 PCB进行测试，磁铁直接放置在磁芯旁边（红色方框中的银色元件）

测试结果和性能比较

设计抗磁干扰电源时，需要考虑更高的电磁干扰(EMI)、更长的启动时间、更低的功率变换效率以及可能产生音频噪声。将磁铁放置到磁芯上会降低符合标准所需的EMI裕量，而抗磁干扰电源设计需要更大的EMI裕量。DER-711设计具有>6dB的传导EMI裕量。

如上所述，当在磁芯附近放置外部磁场时，电感会降低，从而导致开关频率增加。漏极电压的弛张振荡的频率也会随之相应增加。需要使用屏蔽绕组和适当的输入滤波器设计，以控制弛张振铃带来的EMI增大。除EMI 因素外，当磁铁在铁芯上时，启动时间会更长，从9.68ms增加到15.84ms（图5）。

图5：在存在外部磁场的情况下，启动时间从9.68ms 增加到15.84ms，增加了大约6ms

经测试，在磁铁直接紧邻变压器的极端情况下，系统效率的下降仅为4-6%（图6）。在这些情况下，IC温度在满载时仅增加16°C。如果外加磁场强度较弱，则效率下降和相应的温升都较小。

图6：在最差情况下，将磁铁放置在变压器旁边，效率仅下降4-6%

本设计中的最大磁通密度为2650高斯，明显高于LinkSwitch-XT2设计中建议的最大1500高斯。因此，满载时的开关频率会降低，并且可能低到足以进入音频噪声范围。对于电表应用中的电源而言，这通常并不是缺点。

总结

可以以最小的设计折衷为电表设计一种抗磁干扰的隔离反激式电源。设计要点在于增加初级电感，以确保电源有足够的裕量在存在外部磁干扰的情况下保持满载不间断工作。同时，还可以使用扁平的变压器骨架，并在变压器周围放置高大的元件，形成一道“屏障”，最大程度防止外部磁铁靠近变压器，这些也是有用的设计策略。

非互补有源钳位可实现超高功率密度反激式电源设计

judy — Fri, 25 Feb 2022 06:53:57 +0000

作者：Roland Saint Pierre，Power Integrations新产品定义总监

离线反激式电源在变压器初级侧需要有钳位电路（有时称为缓冲器），以在正常工作期间功率MOSFET开关关断时限制其两端的漏源极电压应力。设计钳位电路时可以采用不同的方法。低成本的无源网络可以有效地实现电压钳位，但在每个开关周期必须耗散钳位能量，这会降低效率。一种改进的方法就是对钳位和功率开关采用互补驱动的有源钳位技术，使得能效得以提高，但它们会对电源的工作模式带来限制（例如，无法工作于CCM工作模式）。为了克服互补有源钳位电路所带来的设计限制，可以采用另外一种更先进的控制技术，即非互补有源钳位。该技术可确保以更具成本效益的方式使用钳位能量。

本文将简要介绍反激式电源中对初级钳位电路的需求。然后比较和对比无源钳位方案、互补有源钳位方案以及非互补有源钳位方案的使用，最后介绍一款支持非互补钳位方案且可实现超高功率密度反激电源设计的芯片组。

在反激式变换器中，当初级侧开关关断时，电压(VOR)由次级侧反射至初级侧，存储的能量通过变压器传输到负载（图1）。VOR经变压器圈数比加以放大，叠加在VDC输入母线电压后会增大开关器件两端的电压应力。在传统电路中，会使用无源初级钳位电路来对这个电压加以限制。

图1：无源初级钳位RCD解决方案（高亮显示部分）需要耗散大量的热量，限制了反激式电源的效率和工作频率

除了电压应力(VIN + VOR)外，在初级开关管关断时还会产生很大的电压过冲,这是由初级绕组漏感中存储的能量造成的。钳位电路可对由此三个方面因素构成的电压过冲进行限制以保护初级开关（图2）。此外，在这种电路配置下，功率开关在漏极电压较高时开通。开关损耗与VDS2成正比，因此高VDS会增加开关的开通损耗，从而进一步降低效率。

图2：开通损耗和钳位损耗都与开关频率有关

钳位电容吸收漏感能量，但该能量随后被钳位电阻所消耗。在每个开关周期中都会有能量损失，这样在现实当中就限制了开关频率的提高。而较低的开关频率，则需要使用更大的变压器。因此，使用无源钳位会增加损耗并不得不使用较低的开关频率，这两种情况都会增大电源尺寸。而使用有源钳位则可以突破这些限制。

互补有源钳位

有源钳位用一个开关代替RCD钳位中的电阻，这个开关通常是一个功率MOSFET（图3）。它不是用来耗散漏感能量，而是可以将漏感能量回传至变压器。在互补有源钳位中，当主MOSFET关断时，钳位开关开通，两者之间具有一小段死区时间。此时钳位电容被充电。而在下一次主MOSFET开通之前，钳位开关关断，钳位电容中的能量得以再循环至输出端。这种有源钳位被称为互补驱动方案，因为主MOSFET和有源钳位开关以互补方式工作。

图3：典型[互补]有源钳位方案的简化原理图

零电压开关可以使用复杂的自适应控制技术来实现，以实现漏感和钳位电容之间的谐振。当钳位开关关断时，漏感与钳位电容谐振产生的负向电流，在功率MOSFET开通之前对其COSS两端的电压进行放电，从而实现零电压开关。对于输出电容比较高的设计，将会导致谐振效果变差（输出电容会经过变压器反射至初级，进而增加钳位电容的容量）。通常变压器当中将会没有足够的漏感储能来适应这种钳位容量的变化。为了克服这个问题，电源输出端往往需要使用两级LC滤波器来确保低的初级反射电容，同时还要满足输出纹波要求。这种互补有源钳位方案是对无源钳位的改进，但仍存在以下限制：

1. 需要在轻载下使用脉冲串模式，这会导致更高的输出纹波

2. 两级输出滤波器

3. 仅限于临界导通模式或非连续导通模式（CrM和DCM）；没有CCM工作模式，使输出电压范围宽的USB PD设计难以实现

使用非互补有源钳位提高性能

采用非互补控制方案，不是在主MOSFET关断后的一小段时间后立即开通钳位开关，而是在主MOSFET开通之前短暂开通钳位开关。非互补控制能够在连续导通模式以及非连续导通模式（和CrM）下操作，并且仍可实现零电压开关。这使得设计出的电源具有非常宽的输入电压范围和较宽的输出电压范围，后者是设计高效USB PD充电器所需要的。对于传统的控制方案，非互补钳位开关的驱动信号与初级开关以及同步整流开关的同步设计面临着挑战。而采用单个控制器来管理所有三个器件的开关操作，可大大简化电路并确保可靠操作。

图4：对于非互补模式开关，有源钳位开关仅在主开关开通之前开关一次

非互补有源钳位控制可以使用Power Integrations的Innoswitch™4-CZ/ClampZero™芯片组加以实现（图5）。InnoSwitch4-CZ器件采用InSOP™-24D封装，内部集成了可靠耐用的PowiGaN™ 750V开关以及用于控制主开关、钳位开关和同步MOSFET操作的次级控制器，同时内部含有满足安全标准的FluxLink™控制链路。InnoSwitch4-CZ IC包括两个专门用于ClampZero有源钳位非互补控制的引脚：用于开通和关断ClampZero开关的上管驱动(HSD)引脚，以及用于测量直流母线电压的V引脚。

图5：InnoSwitch4-CZ的HSD信号用于控制ClampZero有源钳位的开关，V引脚用于检测高输入电压条件，进而使能非连续工作模式

次级侧控制器发出指令，启动HSD信号，将ClampZero PowiGaN开关开通，以便在初级PowiGaN开关换向前使漏感和钳位电容产生谐振。ClampZero器件的关闭和主开关的开通之间存在非常小的延迟，可以利用HSD引脚上的小电阻从外部进行调整，以帮助优化时序。

在连续导通模式下，HSD信号在漏感与钳位电容谐振周期的四分之一时间内保持开通。在很宽的工作范围内使用这种谐振模式所面临的一个挑战是，漏感通常是一个非常小的数值，在高压输入条件下主开关管两端的电压较高，这就需要更多的能量实现零电压开关。因而漏感的储能往往不够。这也是为何此时非连续导通控制模式需要介入的原因。

对于非连续导通模式（高输入电压工作），HSD信号脉冲宽度变为励磁电感（加上漏感，尽管漏感与励磁电感相比分量通常非常小）和钳位电容产生谐振的谐振周期的四分之一时间。V引脚的输入电压信息用于控制非连续导通模式的启动。当检测到高输入电压条件时，ClampZero关断驱动信号和主开关开通驱动信号之间的延迟也会增加。这为励磁电感（加上漏感）与钳位电容之间的谐振提供了更多时间，以降低主功率开关上的电压。这种工作模式不需要互补有源钳位电路所需的脉冲串工作模式，避免了互补模式控制带来的更高输出纹波和音频噪声的风险。

总结

离线反激式电源需要使用初级侧钳位电路来保护功率MOSFET。使用无源RCD钳位成本低，但性能较低。使用具有互补控制方案的有源钳位可以提高性能，但仍然存在局限性。InnoSwitch4-CZ IC产品系列可提供独特的控制架构，进而实现更复杂的非互补有源钳位控制，采用此方案可设计出具有非常宽的输入电压范围和较大的输出电压设定点变化的高效、超紧凑USB PD充电器。Power Integrations的InnoSwitch4-CZ/ClampZero芯片组可用于简化采用非互补控制的有源钳位方案，并加快上市时间。