在设计电路时，很多工程师会用到MOS管做电平转换，以实现不同电压域之间的器件通讯。此设计的优点是：器件少、价格便宜、电路易理解，但在应用过程中可能会遇到无法通讯的情况。今天就MOS管选型引起无法通讯的问题做一个简短的分析。

MOS管电平转换的应用电路如图1：

方案一

MOS管选用AO3400，MCU_CLK端口设置开漏模式+10K的上拉电阻，使用示波器抓取通讯波形，将通讯波形展开可以看到，在1V-2V之间会有震荡现象（考虑到示波器探头电容影响实际震荡要大于1V-2V的范围）如图2:

是否可以通过添加阻容滤波来过滤掉震荡？我们在RTC_CLK处分别加了200R+100pF和200R+1nF进行测试（如图3）。

可以看到在加入200R+100pF阻容滤波后，震荡的幅值有减小，200R+1nF阻容滤波震荡的波形下移。

方案二

MOS管选用AO3400，MCU_CLK端口设置推挽测试波形如图5，在0.5V处仍然有台阶波动。

方案三

MOS管选用AO4300和SI2302，MCU_CLK端口设置推挽，使用示波器抓取通讯波形，将通讯波形展如图6。可以看到SI2302波动幅度很小。

测试总结

文章来源：兴威帆

MOS管具有三个内在的寄生电容：Cgs、Cgd、Cds。这一点在MOS管的规格书中可以体现（规格书常用Ciss、Coss、Crss这三个参数代替）。MOS管之所以存在米勒效应，以及ＧＳ之间要并电阻，其源头都在于这三个寄生电容。

MOS管内部寄生电容示意

IRF3205寄生电容参数

1.MOS管的米勒效应

MOS管驱动之理想与现实

理想的MOS管驱动波形应是方波，当Cgs达到门槛电压之后， MOS管就会进入饱和导通状态。而实际上在MOS管的栅极驱动过程中，会存在一个米勒平台。米勒平台实际上就是MOS管处于“放大区”的典型标志，所以导致开通损耗很大。由此可见，米勒效应是一个对电路不利的却又客观存在的现象，在设计电路时需要加以考虑。

米勒平台形成的详细过程：

MOS管开启过程

将MOS管开启时间分解：

t0→t1：当GS两端电压达到门限电压Vgs(th)的时候（可以理解为对Cgs进行充电），MOS管开始导通，这之前MOS管处于截止区；

t1→t2：随着Vgs继续增大，Id开始增大，Vds开始下降，此时MOS管工作在饱和区（如何判断是在饱和区？直接通过公式可知：Vds>Vgs-Vth，Vds-Id输出特性曲线反着分析一遍），Id主要由Vgs决定，这个过程中Vds会稍微有点降低，主要是△I导致G极端一些寄生感抗等形成压降；

t2→t3：Vgs增大到一定程度后，出现米勒效应，Id已经达到饱和，此时Vgs会持续一段时间不再增加，而Vds继续下降，给Cgd充电，也正是因为需要给Cgd充电，所以Cgs两端电压变化就比较小（MOS管开通时，Vd>Vg，Cdg先通过MOS管放电，而后再反向充电，夺取了给Cgs的充电电流，造成了Vgs的平台）；

t3→t4：Vgs继续上升，此时进入可变电阻区，DS导通，Vds降来下来（米勒平台由于限制了Vgs的增加，也就限制了导通电阻的降低，进而限制了Vds的降低，使得MOS管不能很快进入开关状态）。

2.MOS管G极与S极之间的电阻作用

反激电源图：R3为GS电阻

用一个简单的实验证明GS间电阻的重要性：取一只mos管,让它的G极悬空,然后在DS上加电压,结果发现输入电压才三四十伏的时候,MOS管的DS就会直接导通，如果不限流则可能损坏。按说此时没有驱动，MOS管不应导通。但其实由于MOS管寄生电容的存在,当在DS之间加电压时，加在DS之间电压会通过Cdg给Cgs充电,这样G极的电压就会抬高直到mos管导通。（假如采用变压器驱动,变压器绕组可以起到放电作用,所以即使不加GS电阻,在驱动没有的情况下,管子也不会自己导通）

在GS之间并联一个电阻（阻值约为几K到几十K），可以有效保障MOS管正常工作。首先，门极悬空时DS之间电压不会导致MOS管导通损坏，同时在没有驱动时能将MOS管的门极钳在低位，不会误动作，能可靠通断。

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和普通双极型晶体管相比，MOS管具有输入阻抗高、噪声低、动态范围大、功耗小、易于集成等优势，在开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等高频电源领域得到了越来越普遍的应用。

场效应管分类

一般主板上使用最多的是增强型MOS管，NMOS最多，一般多用在信号控制上，其次是PMOS，多用在电源开关等方面，耗尽型几乎不用。

N和P区分

每一个MOS管都提供有三个电极：Gate栅极（表示为“G”）、Source源极（表示为“S”）、Drain漏极（表示为“D”）。接线时，对于N沟道的电源输入为D，输出为S；P沟道的电源输入为S，输出为D；且增强型、耗尽型的接法基本一样。

红色箭头指向G极的为NMOS，箭头背向G极的为PMOS

由于生产工艺，一般的MOS管会有一个寄生二极管，有的也叫体二极管。

从上图可以看出NMOS和PMOS寄生二极管方向不一样，NMOS是由S极→D极，PMOS是由D极→S极。

寄生二极管和普通二极管一样，正接会导通，反接截止，对于NMOS，当S极接正，D极接负，寄生二极管会导通，反之截止；对于PMOS管，当D极接正，S极接负，寄生二极管导通，反之截止。

某些应用场合，也会选择走体二极管，以降低DS之间的压降（体二极管的压降是比MOS的导通压降大很多的），同时也要关注体二极管的过电流能力。

N沟道增强型MOS管在P型半导体上生成一层SiO2薄膜绝缘层，然后用光刻工艺扩散两个高掺杂的N型区，从N型区引出电极（漏极D、源极S）；在源极和漏极之间的SiO2绝缘层上镀一层金属铝作为栅极G；P型半导体称为衬底，用符号B表示。由于栅极与其它电极之间是相互绝缘的，所以NMOS又被称为绝缘栅型场效应管。

当栅极G和源极S之间不加任何电压，即VGS=0时，由于漏极和源极两个N+型区之间隔有P型衬底，相当于两个背靠背连接的PN结，它们之间的电阻高达1012Ω，即D、S之间不具备导电的沟道，所以无论在漏、源极之间加何种极性的电压，都不会产生漏极电流ID。

N沟道增强型MOS管结构示意图

反型层将漏

极D和源极S两个N+型区相连通，构成了漏、源极之间的N型导电沟道。把开始形成导电沟道所需的VGS值称为阈值电压或开启电压，用VGS（th）表示。显然，只有VGS＞VGS（th）时才有沟道，而且VGS越大，沟道越厚，沟道的导通电阻越小，导电能力越强；“增强型”一词也由此得来。

尽管夹断点在移动，但沟道区（源极S到夹断点）的电压降保持不变，仍等于VGS－VGS（th）。因此，VDS多余部分电压[VDS－（VGS－VGS（th））]全部降到夹断区上，在夹断区内形成较强的电场。这时电子沿沟道从源极流向夹断区，当电子到达夹断区边缘时，受夹断区强电场的作用，会很快的漂移到漏极。

预夹断及夹断区形成示意图

对PMOS来说，Vs-Vg>Vgs(th)，即S极和G极的压差大于一定值，MOS管会导通，同样的，具体参数看器件的SPEC。

与三极管的区别

1、只容许从信号源取少量电流的情况下，选用MOS管；在信号电压较低，有容许从信号源取较多电流的条件下，选用三极管。

2、MOS管是单极性器件（靠一种多数载流子导电），三极管是双极性器件（既有多数载流子，也要少数载流子导电）。

3、有些MOS管的源极和漏极可以互换运用，栅极也可正可负，灵活性比三极管好。

4、MOS管应用普遍，可以在很小电流和很低电压下工作。

5、MOS管输入阻抗大，低噪声，MOS管较贵，三极管的损耗大。

6、MOS管常用来作为电源开关，以及大电流开关电路、高频高速电路中，三极管常用来数字电路开关控制。

G和S极串联电阻的作用

MOS管的输入阻抗很大，容易受到外界信号的干扰，只要少量的静电，就能使G-S极间等效电容两端产生很高的电压，如果不及时把静电释放掉，两端的高压容易使MOS管产生误动作，甚至有可能击穿G-S极，起到一个固定电平的作用。

关注Vds最大导通电压和Vgs最大耐压，实际使用中，不能超过这个值，否则MOS管会损坏。

关注导通电压Vgs(th)，一般MOS管都是用单片机进行控制，根据单片机GPIO的电平来选择合适导通阈值的MOS管，并且尽量留有一定的余量，以确保MOS可以正常开关。

关注ID电流，这个值代表了NMOS管的能流过多大电流，反应带负载的能力，超过这个值，MOS管也会损坏。

功率损耗需要关注以下几个参数，包括热阻、温度。热阻指的是当有热量在物体上传输时，在物体两端温度差与热源的功率之间的比值，单位是℃/W或者是K/W，热阻的公式为ThetaJA = (Tj-Ta)/P，和功率和环境温度都有关系。

导通内阻关注NMOS的Rds(on)参数，导通内阻越小，NMOS管的损耗越小，一般NMOS管的导通内阻都是在mΩ级别。

MOS作为开关器件，就会有开关时间概念，在高速电路中，尽可能选择输入、输出电容Ciss&Coss小、开关时间Ton&Toff短的MOS管，以保证数据通信正常。

根据PCB板的尺寸，选择合适的NMOS管尺寸，在板载面积有限的情况下，尽可能选择小封装；尽量选择常见封装，以备后续选择合适的替代料。

文章来源：硬件笔记本

在电子电路中，MOS管和IGBT管会经常出现，它们都可以作为开关元件来使用，MOS管和IGBT管在外形及特性参数也比较相似，那为什么有些电路用MOS管？而有些电路用IGBT管？

下面我们就来了解一下，MOS管和IGBT管到底有什么区别吧！

什么是MOS管

场效应管主要有两种类型，分别是结型场效应管（JFET）和绝缘栅场效应管（MOS管）。

MOS管即MOSFET，中文全称是金属-氧化物半导体场效应晶体管，由于这种场效应管的栅极被绝缘层隔离，所以又叫绝缘栅场效应管。

MOSFET又可分为N沟耗尽型和增强型；P沟耗尽型和增强型四大类。

有的MOSFET内部会有个二极管，这是体二极管，或者叫寄生二极管、续流二极管。

关于寄生二极管的作用，有两种解释：

1、MOSFET的寄生二极管，作用是防止VDD过压的情况下，烧坏MOS管，因为在过压对MOS管造成破坏之前，二极管先反向击穿，将大电流直接到地，从而避免MOS管被烧坏。

2、防止MOS管的源极和漏极反接时烧坏MOS管，也可以在电路有反向感生电压时，为反向感生电压提供通路，避免反向感生电压击穿MOS管。

MOSFET具有输入阻抗高、开关速度快、热稳定性好、电压控制电流等特性，在电路中，可以用作放大器、电子开关等用途。

什么是IGBT管

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由晶体三极管和MOS管组成的复合型半导体器件。

IGBT作为新型电子半导体器件，具有输入阻抗高，电压控制功耗低，控制电路简单，耐高压，承受电流大等特性，在各种电子电路中获得极广泛的应用。

IGBT的电路符号至今并未统一，画原理图时一般是借用三极管、MOS管的符号，这时可以从原理图上标注的型号来判断是IGBT还是MOS管。

同时还要注意IGBT有没有体二极管，图上没有标出并不表示一定没有，除非官方资料有特别说明，否则这个二极管都是存在的。

IGBT内部的体二极管并非寄生的，而是为了保护IGBT脆弱的反向耐压而特别设置的，又称为FWD（续流二极管）。

判断IGBT内部是否有体二极管也并不困难，可以用万用表测量IGBT的C极和E极，如果IGBT是好的，C、E两极测得电阻值无穷大，则说明IGBT没有体二极管。

IGBT非常适合应用于如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。

MOS管和IGBT的结构特点

MOS管和IGBT管的内部结构如下图所示。

IGBT是通过在MOSFET的漏极上追加层而构成的。

IGBT的理想等效电路如下图所示，IGBT实际就是MOSFET和晶体管三极管的组合，MOSFET存在导通电阻高的缺点，但IGBT克服了这一缺点，在高压时IGBT仍具有较低的导通电阻。

另外，相似功率容量的IGBT和MOSFET，IGBT的速度可能会慢于MOSFET，因为IGBT存在关断拖尾时间，由于IGBT关断拖尾时间长，死区时间也要加长，从而会影响开关频率。

选择MOS管还是IGBT管

在电路中，选用MOS管作为功率开关管还是选择IGBT管，这是工程师常遇到的问题，如果从系统的电压、电流、切换功率等因素作为考虑，可以总结出以下几点：

也可从下图看出两者使用的条件，阴影部分区域表示MOSFET和IGBT都可以选用，“？”表示当前工艺还无法达到的水平。

总的来说，MOSFET优点是高频特性好，可以工作频率可以达到几百kHz、上MHz，缺点是导通电阻大在高压大电流场合功耗较大；而IGBT在低频及较大功率场合下表现卓越，其导通电阻小，耐压高。

MOSFET应用于开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等等高频电源领域；IGBT集中应用于焊机、逆变器、变频器、电镀电解电源、超音频感应加热等领域。

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MOSFET的击穿有哪几种？

Source、Drain、Gate

场效应管的三极：源级S、漏级D、栅级G

（这里不讲栅极GOX击穿了啊，只针对漏极电压击穿）

先讲测试条件，都是源栅衬底都是接地，然后扫描漏极电压，直至Drain端电流达到1uA。所以从器件结构上看，它的漏电通道有三条：Drain到source、Drain到Bulk、Drain到Gate。

1、 Drain-》Source穿通击穿：

这个主要是Drain加反偏电压后，使得Drain/Bulk的PN结耗尽区延展，当耗尽区碰到Source的时候，那源漏之间就不需要开启就形成了 通路，所以叫做穿通（punch through）。那如何防止穿通呢？这就要回到二极管反偏特性了，耗尽区宽度除了与电压有关，还与两边的掺杂浓度有关，浓度越高可以抑制耗尽区宽度延展，所以flow里面有个防穿通注入（APT：AnTI Punch Through），记住它要打和well同type的specis。当然实际遇到WAT的BV跑了而且确定是从Source端走了，可能还要看是否 PolyCD或者Spacer宽度，或者LDD_IMP问题了，那如何排除呢？这就要看你是否NMOS和PMOS都跑了？POLY CD可以通过Poly相关的WAT来验证。对吧？

对于穿通击穿，有以下一些特征：

（1）穿通击穿的击穿点软，击穿过程中，电流有逐步增大的特征，这是因为耗尽层扩展较宽，产生电流较大。另一方面，耗尽层展宽大容易发生DIBL效应，使源衬底结正偏出现电流逐步增大的特征。

（2）穿通击穿的软击穿点发生在源漏的耗尽层相接时，此时源端的载流子注入到耗尽层中，被耗尽层中的电场加速达到漏端，因此，穿通击穿的电流也有急剧增大点，这个电流的急剧增大和雪崩击穿时电流急剧增大不同，这时的电流相当于源衬底PN结正向导通时的电流，而雪崩击穿时的电流主要为PN结反向击穿时的雪崩电流，如不作限流，雪崩击穿的电流要大。

（3）穿通击穿一般不会出现破坏性击穿。因为穿通击穿场强没有达到雪崩击穿的场强，不会产生大量电子空穴对。

（4）穿通击穿一般发生在沟道体内，沟道表面不容易发生穿通，这主要是由于沟道注入使表面浓度比浓度大造成，所以，对NMOS管一般都有防穿通注入。

（5）一般的，鸟嘴边缘的浓度比沟道中间浓度大，所以穿通击穿一般发生在沟道中间。

（6）多晶栅长度对穿通击穿是有影响的，随着栅长度增加，击穿增大。而对雪崩击穿，严格来说也有影响，但是没有那么显著。

2、 Drain-》Bulk雪崩击穿

这就单纯是PN结雪崩击穿了（avalanche Breakdown），主要是漏极反偏电压下使得PN结耗尽区展宽，则反偏电场加在了PN结反偏上面，使得电子加速撞击晶格产生新的电子空穴对 （Electron-Hole pair），然后电子继续撞击，如此雪崩倍增下去导致击穿，所以这种击穿的电流几乎快速增大，I-V curve几乎垂直上去，很容烧毁的。（这点和源漏穿通击穿不一样）

那如何改善这个juncTIon BV呢？所以主要还是从PN结本身特性讲起，肯定要降低耗尽区电场，防止碰撞产生电子空穴对，降低电压肯定不行，那就只能增加耗尽区宽度了，所以要改变 doping profile了，这就是为什么突变结（Abrupt juncTIon）的击穿电压比缓变结（Graded JuncTIon）的低。这就是学以致用，别人云亦云啊。

当然除了doping profile，还有就是doping浓度，浓度越大，耗尽区宽度越窄，所以电场强度越强，那肯定就降低击穿电压了。而且还有个规律是击穿电压通常是由低 浓度的那边浓度影响更大，因为那边的耗尽区宽度大。公式是BV=K*（1/Na+1/Nb），从公式里也可以看出Na和Nb浓度如果差10倍，几乎其中一 个就可以忽略了。

那实际的process如果发现BV变小，并且确认是从junction走的，那好好查查你的Source/Drain implant了

3、 Drain-》Gate击穿

这个主要是Drain和Gate之间的Overlap导致的栅极氧化层击穿，这个有点类似GOX击穿了，当然它更像 Poly finger的GOX击穿了，所以他可能更care poly profile以及sidewall damage了。当然这个Overlap还有个问题就是GIDL，这个也会贡献Leakage使得BV降低。

上面讲的就是MOSFET的击穿的三个通道，通常BV的case以前两种居多。

上面讲的都是Off-state下的击穿，也就是Gate为0V的时候，但是有的时候Gate开启下Drain加电压过高也会导致击穿的，我们称之为 On-state击穿。这种情况尤其喜欢发生在Gate较低电压时，或者管子刚刚开启时，而且几乎都是NMOS。所以我们通常WAT也会测试BVON。

如何处理mos管小电流发热严重情况？

mos管，做电源设计，或者做驱动方面的电路，难免要用到MOS管。MOS管有很多种类，也有很多作用。做电源或者驱动的使用，当然就是用它的开关作用。

无论N型或者P型MOS管，其工作原理本质是一样的。MOS管是由加在输入端栅极的电压来控制输出端漏极的电流。MOS管是压控器件它通过加在栅极上的电压控制器件的特性，不会发生像三极管做开关时的因基极电流引起的电荷存储效应，因此在开关应用中，MOS管的开关速度应该比三极管快。

我们经常看MOS管的PDF参数，MOS管制造商采用RDS（ON）参数来定义导通阻抗，对开关应用来说，RDS（ON）也是最重要的器件特性。数据手册定义RDS（ON）与栅极（或驱动）电压VGS以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，RDS（ON）是一个相对静态参数。一直处于导通的MOS管很容易发热。另外，慢慢升高的结温也会导致RDS（ON）的增加。MOS管数据手册规定了热阻抗参数，其定义为MOS管封装的半导体结散热能力。RθJC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。

mos管小电流发热的原因：

1、电路设计的问题：就是让MOS管工作在线性的工作状态，而不是在开关状态。这也是导致MOS管发热的一个原因。如果N-MOS做开关，G级电压要比电源高几V，才能完全导通，P-MOS则相反。没有完全打开而压降过大造成功率消耗，等效直流阻抗比较大，压降增大，所以U*I也增大，损耗就意味着发热。这是设计电路的最忌讳的错误。

2、频率太高：主要是有时过分追求体积，导致频率提高，MOS管上的损耗增大了，所以发热也加大了。

3、没有做好足够的散热设计：电流太高，MOS管标称的电流值，一般需要良好的散热才能达到。所以ID小于最大电流，也可能发热严重，需要足够的辅助散热片。

4、MOS管的选型有误：对功率判断有误，MOS管内阻没有充分考虑，导致开关阻抗增大。

mos管小电流发热严重怎么解决：

1、做好MOS管的散热设计，添加足够多的辅助散热片。

2、贴散热胶。

MOS管为什么可以防止电源反接？

电源反接，会给电路造成损坏，不过，电源反接是不可避免的。所以，我们就需要给电路中加入保护电路，达到即使接反电源，也不会损坏的目的。

一般可以使用在电源的正极串入一个二极管解决，不过，由于二极管有压降，会给电路造成不必要的损耗，尤其是电池供电场合，本来电池电压就3.7V，你就用二极管降了0.6V，使得电池使用时间大减。

MOS管防反接，好处就是压降小，小到几乎可以忽略不计。现在的MOS管可以做到几个毫欧的内阻，假设是6.5毫欧，通过的电流为1A（这个电流已经很大了），在他上面的压降只有6.5毫伏。

由于MOS管越来越便宜，所以人们逐渐开始使用MOS管防电源反接了。

① NMOS管防止电源反接电路：

正确连接时：刚上电，MOS管的寄生二极管导通，所以S的电位大概就是0.6V，而G极的电位，是VBAT，VBAT-0.6V大于UGS的阀值开启电压，MOS管的DS就会导通，由于内阻很小，所以就把寄生二极管短路了，压降几乎为0。

电源接反时：UGS=0，MOS管不会导通，和负载的回路就是断的，从而保证电路安全。

② PMOS管防止电源反接电路：

正确连接时：刚上电，MOS管的寄生二极管导通，电源与负载形成回路，所以S极电位就是VBAT-0.6V，而G极电位是0V，PMOS管导通，从D流向S的电流把二极管短路。

电源接反时：G极是高电平，PMOS管不导通。保护电路安全。

• 连接技巧

NMOS管DS串到负极，PMOS管DS串到正极，让寄生二极管方向朝向正确连接的电流方向。

• 感觉DS流向是“反”的？

仔细的朋友会发现，防反接电路中，DS的电流流向，和我们平时使用的电流方向是反的。

• 为什么要接成反的？

利用寄生二极管的导通作用，在刚上电时，使得UGS满足阀值要求。

• 为什么可以接成反的？

如果是三极管，NPN的电流方向只能是C到E，PNP的电流方向只能是E到C。不过，MOS管的D和S是可以互换的。这也是三极管和MOS管的区别之一。

MOS管功率损耗测量

MOSFET/IGBT的开关损耗测试是电源调试中非常关键的环节，但很多工程师对开关损耗的测量还停留在人工计算的感性认知上，PFC MOSFET的开关损耗更是只能依据口口相传的经验反复摸索，那么该如何量化评估呢?

1、功率损耗的原理图和实测图

一般来说，开关管工作的功率损耗原理图如图 1所示，主要的能量损耗体现在“导通过程”和“关闭过程”，小部分能量体现在“导通状态”，而关闭状态的损耗很小几乎为0，可以忽略不计。

实际的测量波形图一般如图 2所示：

2、MOSFET和PFC MOSFET的测试区别

对于普通MOS管来说，不同周期的电压和电流波形几乎完全相同，因此整体功率损耗只需要任意测量一个周期即可。但对于PFC MOS管来说，不同周期的电压和电流波形都不相同，因此功率损耗的准确评估依赖较长时间(一般大于10ms)，较高采样率(推荐1G采样率)的波形捕获，此时需要的存储深度推荐在10M以上，并且要求所有原始数据(不能抽样)都要参与功率损耗计算，实测截图如图 3所示。

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